了解二极管反向恢复在D类放大器中的影响

  的开关频率与谐振频率不完全相同时，开关需要在其ON周期的一部分时间内传导负电流。正如我们在上一篇文章中所了解到的，BJT实现需要反并联二极管为这些负电流提供路径。一些MOSFET实现也使用反并联二极管，但不一定出于同样的原因。

  然而，当使用反向并联二极管时，一种称为二极管反向恢复的现象可能会引发问题。在本文中，们将讨论二极管反向恢复如何以及在何种情况下影响D类放大器的性能。本文将涵盖很多内容：我们将研究D类放大器在其谐振频率以上和以下的工作情况，并将使用理论解释和LTspice模拟来研究。

  从基本的电子学课程中，我们大家都知道P-N二极管的I-V特性是呈指数函数的。请注意，这种指数关系描述了设备在平衡条件下的行为。

  在从正向偏置到反向偏置的过渡过程中，由于存储在设备中的少数电荷发生明显的变化，二极管的行为偏离了指数特性。我们不会详细的介绍操作的物理细节；这里的关键点是在二极管实际关闭之前，一些反向电流会通过二极管。需要这个反向电流来去除存储在二极管P-N结附近的少数电荷。

  正向电流降至零的瞬间与反向电流降至其最大值的25%的瞬间之间的时间间隔称为反向恢复时间。根据材料类型、掺杂水平和结构的不同，不同的二极管表现出不同的反向恢复特性。为帮助您理解这一点，图1比较了两种不同二极管反向恢复特性：

  图1 不同的二极管具有不一样的反向恢复特性。图片由Ichiro Omura等人提供

  反向恢复电流会对开关式功率转换器和开关式功率放大器的开关损耗产生重大影响。例如，考虑图2中的降压转换器。

  降压转换器接收直流输入电压并将其降低到较低的直流电压。在前半周期，开关（S1）闭合，干线电压施加到电感器上。在此半周期中，二极管（D1）反向偏置。

  当S1在下半周期打开时，电感器试图保持电流流动。这使二极管导通，提供所需的电流（上图中的iD）。在这种情况下，电路中的节点A约为-0.7 V，由二极管的正向压降决定。

  当S1闭合时，二极管从正向偏置转变为反向偏置。然而，正如我们之前讨论的，它不能立即这样做。在它关闭之前，二极管能够反向导通电流。

  这导致S1闭合时电源与地之间短路。流经该短路的大电流尖峰导致能量损失和电磁干扰。二极管反向恢复时间越长，功率损耗就越大。

  让我们将注意力转回到D类放大器。图3显示了我们上一篇文章中研究的互补电压开关配置。

  您可能已经注意到图3和图2中的降压转换器之间有一些相似之处。但是反向恢复的效果是否也相似呢？我们将在接下来的两节中找出答案，这两节将解释当D类放大器在谐振频率以上或以下工作时，二极管反向恢复对其的影响。

  考虑一下，如果图3中的放大器在其调谐电路的谐振频率以上运行会发生啥。当开关频率高于谐振频率时，串联LC电路充当电感负载。因此，流经负载的电流（iRF）滞后于施加到放大器节点A的方波（VA）的基波分量。图4比较了这两种电流。

  图4. 高于谐振频率时，电流滞后于电压的基波分量。图片由Steve Arar提供

  每个开关在其ON周期的一部分期间都会传导负电流。由于NPN晶体管不能在反向（发射极到集电极）方向上传导电流，因此反向并联二极管为负电流提供了一条通路。

  图5(a)和图5(c)分别显示了通过晶体管Q1和Q2的电流。同样，图5(b)和图5(d)显示了通过二极管D1和D2的电流。

  图5. 当放大器在谐振频率以上工作时，流经Q1（a）、D1（b）、Q2（c）和D2（d）的电流。图片由Steve Arar提供

  从这些波形中我们大家可以看到，当我们在谐振频率以上操作时，每个晶体管在相应的反并联二极管之后开启。器件开启顺序为：

  考虑时刻t = t1，如图5(d)和图5(c)所示。在t = t1时，二极管D2从正向偏置变为反向偏置，晶体管Q2导通以传导输出电流。由于它不能立即关闭，D2将从节点A向地吸收一些电流。图6显示了t = t1时反向恢复电流的方向，该电流在D2从正向偏置变为反向偏置时流过D2。

  图6。在t = t1时，二极管的反向恢复电流对输出电流有所贡献。图片由Steve Arar提供

  通过D2的反向恢复电流与Q2传导的正电流方向相同。本质上，反向恢复电流成为D类放大器下开关应该吸收的正电流的一部分。

  这种情况与降压转换器的情况完全不同。在降压转换器中，反向恢复电流导致短路，产生从电源流向地的大电流尖峰。在这里，当通过D2的反向电流不足以提供输出电流时，Q2会导通，为输出电流提供路径。

  但是，如果我们在调谐电路的谐振频率以下操作放大器，会发生啥呢？让我们来探索一下。

  当D类放大器的开关频率低于谐振频率时，串联LC电路充当电容性负载。因此，负载电流（iRF）在节点A（VA）处领先于方波的基波分量。如图7所示。

  图7. 低于谐振频率时，电流领先于电压的基波分量。图片由Steve Arar提供

  每个开关在其ON周期的一部分中仍然传导负电流，并且反并联二极管再次为负电流提供路径。图8显示了通过Q1（a）、D1（b）、Q2（c）和D2（d）的电流。

  图8. 当放大器在谐振频率以下工作时，流经Q1（a）、D1（b）、Q2（c）和D2（d）的电流。图片由Steve Arar提供

  每个晶体管在其自身的反向并联二极管之前以及另一个开关的反向并联二极管之后被打开。这导致了一种类似于我们在降压转换器中看到的情况——在电流从二极管转移到另一个开关的晶体管时，由于二极管的反向恢复，电流尖峰从电源流向地。图9显示了当二极管D1从正向偏置转变为反向偏置时的反向恢复电流路径。

  图9。当D1从正向偏置转变为反向偏置时，流经D1和Q2的电流尖峰以绿色显示。图片由Steve Arar提供

  图10展示了我将用来探索互补电压开关D类放大器开关动态的LTspice图。

  请注意，上述原理图仅用于模拟目的，并不旨在为实际的放大器推荐组件。选择这些组件和参数仅仅是为了展示输出设备的开关行为，例如反向恢复效应。

  输出LC电路调谐至1MHz。使用三个10H电感器（L2、L3和L4）以及以下k语句模拟变压器：

  k 语句指定变压器绕组之间的耦合系数 (k)。耦合系数可以在 0 和 1 之间变化，其中 1 表示没有漏电感的理想情况。如上所示，此模拟的 k = 1。

  .ic指令可以在原理图中的k语句下方找到。它指定了初始条件——在这样的一种情况下，是电感器的初始电流。

  图11中的多窗格图显示了当开关频率与谐振频率相同时的指定电流。其解释如下：

  图11（点击放大）负载电流（顶部）；晶体管Q1和二极管D1的电流（中间）；晶体管Q2和二极管D2的电流（底部）。图片由Steve Arar提供

  当开关频率等于谐振频率时，上下开关不需要通过负电流。因此，整个电流由晶体管提供。如上所示，二极管不导通。

  我们现在有了理想操作的图片。让我们一起看看当开关频率和谐振频率不相等时，我们的仿真结果是啥样子。再次，我们将从检查谐振频率以上的操作开始。

  通过将谐振频率保持在1 MHz，并将输入频率更改为1,010 kHz（1.01 MHz），我们获得了图12中的波形。从上到下，这些波形分别是：

  在LTspice中模拟输出电压、负载电流和开关电流。开关频率高于谐振频率。

  图12（点击放大）从上到下依次为：输出电压、负载电流、晶体管Q1和二极管D1的电流、晶体管Q2和二极管D2的电流。图片由Steve Arar提供

  例如，让我们检查大约966.5μs的开关动态。在这个时刻，输出端的方波被驱动到正电源轨。由于在t=966.5μs时输出电流为负，二极管D1导通以传导电流。当电流变为正时，晶体管传导电流，二极管关闭。

  图13提供了二极管断开瞬间相关电流的放大视图。负载电流显示为红色，D1的电流显示为蓝绿色，Q1的电流显示为洋红色。

  图13（点击放大）负载电流（红色）、二极管D1的电流（青色）和晶体管Q1的电流（洋红色）。图片由Steve Arar提供

  从大约t = 966.530微秒到t = 966.550微秒，二极管提供负输出电流。在此之后，由于反向恢复效应，二极管的电流在短时间内变为负值，从而为正输出电流做出贡献。

  在t=966.560μs后不久，二极管反向电流降至零，晶体管开启以提供正输出电流。从图12中能够准确的看出，当输出电流从D2转移到Q2时，会发生类似的事件序列。

  我们最终的模拟仍然使用图10中的D类放大器，谐振频率仍为1 MHz。但是，输入频率现在是990 kHz。图14显示了模拟结果。

  在LTspice中模拟输出电压、负载电流和开关电流。开关频率低于谐振频率。

  图14（点击放大）从上到下依次为：输出电压、负载电流、晶体管Q1和二极管D1的电流、晶体管Q2和二极管D2的电流。图片由Steve Arar提供

  例如，在t=987.6μs之前的某个时间，电流从D1转移到Q2。然而，出现了电流尖峰。在图15中可以更清楚地看到这些尖峰，图15提供了相关电流（以及输出电压）的放大视图。与图12和图14一样，输出电压为棕色，D1的电流为青色，Q2的电流为蓝色，负载电流为红色。

  图15（点击放大）展示了施加到调谐电路（棕色）的方波、负载电流（红色）、二极管D1的电流（青色）和晶体管Q2的电流（蓝色）。图片由Steve Arar提供

  在t=987.56μs之前，负载电流变为负值。这将电流从Q1（未显示）转移到D1。接下来，随着Q2的开启，VOUT被驱动到地。然后，Q2能够给大家提供输出负电流。

  当从D1到Q2的过渡发生时，二极管从正向偏置变为反向偏置。由于二极管的反向恢复电流，相当大的电流流过D1和Q2。这会在波形中产生电流尖峰。当电流从D2转移到Q1时，会发生类似的事件序列。

  那么，所有这些对D类放大器的性能意味着什么呢？让我们通过检查这些模拟的关键要点来结束这篇文章。

  当我们在谐振频率以上操作D类放大器时，反向恢复电流成为输出电流的一部分。查看图12的电压图（顶部窗格），我们还看到反向恢复期间二极管两端的电压比较小。因此，反向恢复的功率损耗较低。

  然而，如果D类放大器的开关频率低于其谐振频率，反向恢复就会成为一个问题。如图15所示，反向并联二极管会产生高反向恢复功率尖峰。这些电流尖峰会增加噪声并损坏晶体管。

  从图15中还能够准确的看出，当发生反向恢复时，二极管两端的电压相对较大，导致反向恢复功率损耗较高。由于这些原因，不建议在谐振频率以下或电容性负载下操作D类放大器。